ＰＳｐｉｃｅ（評価版）でＮｏ－１６８をシミュレートする
○理想ＮＦ型イコライザー
理想ＮＦ型イコライザーは、電流出力アンプ＋ＮＦ型イコライザーによって実現する。
電流出力アンプの出力にＲＩＡＡＮＦＢ素子を繋ぐと、オープンゲインの出力電圧特性がＲＩＡＡ特性そのものになる。
これをＲＩＡＡＮＦＢ素子で帰還すると、理論的には帰還電圧の周波数特性はフラット、位相特性は０°の理想的なＮＦＢになるのである。
イコライザーアンプの出力にＮＦＢ素子を繋いでアンプ出力電圧とＮＦＢ帰還電圧の利得と位相の周波数特性を観る。
先ずは出力電圧利得特性
上がアンプの出力電圧、下が帰還電圧だ。
出力電圧は確かにＲＩＡＡ特性に近いものとなっているが、２００Ｈｚ以下の帯域と２０ＫＨｚ以上の帯域ではＲＩＡＡ特性からやや乖離している。
低域の乖離はアンプの出力インピーダンスの限界、高域の乖離はアンプの高域特性の限界によるものだ。
低域についてはもう一つ、出力にパラに入っている７５０ｋΩも乖離の原因だが、これは次に繋がるフラットアンプの入力ゲート抵抗（＝フラットアンプ入力インピーダンス）なのでしょうがない。
結果、帰還電圧は２００Ｈｚから２０ｋＨｚまではまずまず理想に近いフラットな特性になっている。と言えるだろう。
２００Ｈｚ以下の低域で帰還電圧が最大－８ｄＢ低下しているが、この程度であるとこれはアンプの出力インピーダンスと言うより出力にパラに入っている７５０ｋΩが主要な要因だ。
次に出力電圧の位相特性
こちらは上が帰還電圧の位相、下が出力電圧の位相である。
理想的には上の帰還電圧の位相特性が位相差０°の直線になることだが、現実には様々な制約から理想からはやや外れてしまう。
が、１０Ｈｚから２０ＫＨｚまで位相差±３０°以内に収まっており、実に素晴らしい理想的な特性と言えるだろう。
理想ＮＦ型イコライザーの面目躍如といったところだ。
電流出力アンプであるＮｏ－１６８イコライザーの出力に入力インピーダンスの低い機器を繋いではいけない。
出力に１６ＭΩ、８２０ｋΩ、４００ｋΩ、２００ｋΩ、５０ｋΩをパラに繋いでその影響がどうなるか観てみよう。
先ずは出力電圧利得特性で同じく上がアンプの出力電圧、下が帰還電圧だが、
どちらも上からパラに繋いだ抵抗値が１６ＭΩ、８２０ｋΩ、４００ｋΩ、２００ｋΩ、５０ｋΩの場合だ。
アンプの出力電圧利得特性は、アンプ出力にパラに繋いだ抵抗値が小さくなるほどにＲＩＡＡ特性から大きく外れてしまう。５０ｋΩの場合は１０ｋＨｚ以下の低域での利得の盛り上がりが足りず最早ＲＩＡＡ特性とは言えないだろう。
帰還電圧もパラの抵抗値が小さくなるほどに低域の乖離が広範かつ大きなものとなっている。パラ抵抗５０ｋΩでは帰還電圧がフラットなのは１０ｋＨｚ～２０ｋＨｚの範囲ぐらいで、低域ではなんと１０Ｈｚで－２４ｄＢも減衰してしまっている。
なお、このいずれの場合でも対応するオープンゲイン利得から帰還電圧を引き算すると分かるように、ＮＦＢ後のクローズドゲインばどれも正しくＲＩＡＡ特性にはなるのである。
次に出力電圧の位相特性
上が帰還電圧の位相、下が出力電圧の位相なのは上と同じだが、どちらも上からパラの抵抗が５０ｋΩ、２００ｋΩ、４００ｋΩ、８２０ｋΩ、１６ＭΩの場合である。
問題は上の帰還電圧の位相特性だが、一目瞭然、大事な帰還電圧の位相がパラの抵抗が小さくなるほどに０°から大きく外れていってしまうのだ。
パラ５０ｋΩでは、１０Ｈｚから２０ｋＨまでの範囲で位相差は＋５５°－２０°と大きく広がってしまう。
Ｎｏ－１６８イコライザーは電流出力であるイコライザーアンプとＮＦＢ素子を組み合わせて「理想ＮＦ型イコライザー」を実現している。
が、組み合わされたＮＦＢ回路がハイインピーダンスであるため、その理想状態を保つためにはその出力はイコライザー素子の低域でのインピーダンス（８２０ｋΩ程度）以上のハイインピーダンスで受けることが理想（必要）だ。
Ｎｏ－１６８ではフラットアンプ初段のＫ２４６ゲート抵抗７５０ｋΩで受けているがもちろん８２０ｋΩで受けた方が良いのだ。金田先生もそろそろ進の抵抗が尽きてきたのだろうか。貴重な８２０ｋΩは別の用途（例えばＲＩＡＡ素子）のために温存されたのだ、なんて想像するのだがどうだろう。
（２００３年１月１９日）
○完全対称動作
その意味するところは回路内でＰＰ動作を構成する素子の動作が完全に対称で、入力された信号のプラスマイナスに非対称な歪みを生じない、ということであろう。
金田式ＤＣアンプでは徹底してこの非対称をなくす努力をしている。その究極が完全対称動作であろう。
初段差動アンプ
初段差動アンプはＫ３０の出力インピーダンスが負荷の１．８ｋΩに比して遥かに高いから電流出力アンプである。電流出力の意味は入力信号Vi（電圧ベクトル）が電流ベクトルで出力されるということだ。その出力電流値をIとすれば、Ｉ＝Vi＊ｇｍ（相互コンダクタンス：要するにＧＳ間１Ｖの入力電圧が何Ａのドレイン電流に変換されるか）である。だから電流（ｄＢ）プローブを取り付けて出力電流を観測する。こうすると初段のｇｍが簡単に測定できる。
オームの法則から初段の負荷抵抗１．８ｋΩに発生する電圧を観測してもよい。その方が初段の電圧ゲインを即計算できて便利だ。だから電圧（ｄＢ）プローブも取り付ける。これで電圧ゲインが直読可能になる。
対称動作であるとする以上、位相も対称である必要がある。そこで初段負荷抵抗１．８ｋΩに発生する電圧の位相を電圧（位相）プローブで観測する。初段はいわゆる位相反転回路であるからそれぞれの位相は１８０°ずれたものになるはずだ。
回路はＮｏ－１６８フラットアンプに出来るだけ近いものとした。が、初段定電流回路のＴＲと終段ＴＲは、Ｃ１７７５やＣ９５９がないのでＣ１８１５で代用だ。このため終段はＣ９５９のＣｏｂと近くなるようＢ－Ｃ間に３０ｐＦを外付けした。２段目差動アンプはミラー効果を遮断したいのでカスコードアンプを付加した。
アンプ入力に１ＶＡｃを加えて早速Ｒｕｎする。結果が下のグラフ。横軸は周波数。縦軸はｄＢだが、位相に関しては°（度）だ。
グラフ内の線は、下の凡例でＩＳｄＢとあるのが電流利得（ｄＢ）、ＶｄＢとあるのが電圧利得（ｄＢ）、ＶＰとあるのが電圧位相（度）である。が、グラフが見にくい。上からＲ１側の電圧位相、５ｄＢ付近に２本重なっているのが電圧利得（ｄＢ）、その下の０°にあるのがＲ２側の電圧位相、一番下の－６０ｄＢ付近に２本重なっているのが電流利得（ｄＢ）の線である。
電流利得（ｄＢ）は－５９ｄＢといったところだが、これは１Ｖ入力に対して１Ａ、すなわち相互コンダクタンスが１（ｇｍ＝１Ｓ）である場合が０ｄＢなのである。従って－５９ｄＢ≒１／９００だから、＝１／９００Ｓ≒１．１ｍＳ、すなわちこの回路の初段のｇｍは１．１ｍＳであるということになる。初段は差動アンプの片方にしか入力がないのでもともとｇｍは素子本来のｇｍの半分になる。さらにソースに入った１００Ωにより電流帰還が掛かるのでその分ｇｍは小さくなる。ま、実際のＫ３０もそんなものだろう。
問題の対称性だが初段の電流利得は１０ＭＨｚ超までよく揃っている。これはＫ３０の本来の能力が示されているものであり、また差動アンプが優れた対称性を発揮することを示すものでもある。
電圧利得（ｄＢ）は６ｄＢ程度だろうか。ｇｍ＝１．１であると初段の電圧ゲインは１．８ｋΩ×１．１ｍＳ＝１．９８倍≒６ｄＢであるから妥当な結果である。
電圧ゲイン（ｄＢ）は、左右とも１ＭＨｚ付近までフラットだ。が、５ＭＨｚ超の領域では対称ではなくなっている。
位相は３ＭＨｚまでは１８０°ずれて良く対称性を保っている。が、それ以上の領域では対称性は崩れている。
この結果からすると、初段は総じて３ＭＨｚ程度までは良く対称動作していると言えるだろう。が、それ以上の領域では素子（初段か２段目）の高域限界的要素で対称性が失われていく。
この結果からすると、このアンプにＮＦＢを掛ける場合は３ＭＨｚ以上の領域はループゲイン１以下に沈めたい感じではある。
２段目差動アンプ
２段目差動アンプも電流出力である。と言うより、この２段目差動アンプが電流出力であることが完全対称アンプの最も重要なポイントなのである。勿論理想的な電流出力＝出力インピーダンス∞ は困難だが、そこは現実には受ける側（ここでは終段）の入力インピーダンスとの相対的関係になって、受ける側の入力インピーダンスより２段目の出力インピーダンスが相対的に高ければ高いほど理想的な完全対称アンプになるのである。
だから電流プローブを取り付けて出力電流を観測する。こうすると２段目のｇｍも測定できるだろう。
では、その電流出力で２段目差動アンプの負荷（と思われる）１．６ｋΩに生じる電圧とその位相はどうなるのであろう。電圧（ｄＢ）プローブと電圧（位相）プローブも取り付けて観てみよう。
結果は下のグラフ。見方は初段の場合と同じだ。
上からＲ９側の電圧位相、Ｒ８側における電圧利得（ｄＢ）、Ｒ９側における電圧利得（ｄＢ）、Ｒ８側の電圧位相、一番下に２本重なっているのが電流利得（ｄＢ）の線である。
電流利得（ｄＢ）は－５０ｄＢといったところだが、これは初段への１Ｖ入力に対して１Ａ、すなわち相互コンダクタンスが１Ｓである場合が０ｄＢ。従って－５０ｄＢ≒１／３００だから、＝１／３００Ｓ≒３．３３ｍＳとなるのだが、これは初段のｇｍに２段目のｇｍが合算された数値であるから、２段目単独の電流利得は３．３３／（１．１＊１．８）＝１．６７ｍＳである。ということになる。
こうしてみれば、上の初段だけのｇｍも１０ＭＨｚ超の帯域まで良く揃っていたが、初段＋２段目でも１０ＭＨｚまでは実に良く揃っている。電流出力アンプの電流ゲインがここまで揃っていれば、これだけで非常に優れた対称動作している、ということになるのだが、本来は（＾＾；
位相については初段と１８０°反転している。また位相が回転を始める周波数が初段と比較して１桁下がっている。これは終段ＴＲのＣｏｂ（ここではＣ９５９相当とするためＢ－Ｃ間に３０ｐＦも外付けしている）とＲ８，Ｒ９によって時定数が生じたことによるものだが、これも１ＭＨｚ程度まで良く対称性が保たれている。１ＭＨｚ超の帯域での非対称性はどうも初段（と２段目の入り口）から引きずっている感じだ。
さて、Ｒ８，Ｒ９における電圧利得（ｄＢ）については全く揃っていない。従って対称ではない。
と言った人もいたので、これだけ下で拡大してみよう。
これがＲ８，Ｒ９上端での電圧利得（ｄＢ）である。これにアンプ出力点での電圧利得（ｄＢ）のグラフを加え、出力段（終段）上側がエミッタフォロアだから当然の結果だ、とおっしゃった方もあった。ので、ここでもアンプ出力点での電圧利得（ｄＢ）のグラフを加えてみた。それが下の凡例で×ＶｄＢ（Ｒ１１：２）となっている線で、殆どＲ８上端の電圧利得（ｄＢ）の線と重なっている。が、超高域を見ると分かるように、ごく僅かにゲインは少ない。
まさにどこかで見たのと全く同じシミュレーション結果である。
やはり２段目差動アンプは上側のゲインが下側よりずっと大きくて非対称なのだ。
この２段目の非対称を、終段上側がゲイン１未満のエミッタフォロア、終段下側がエミッタ接地でゲイン稼いでいるということによって辻褄を合わせているのだ。
これでは対称ではない。
という風に本当にお考えだったのかどうかは分からないが、２段目のゲインの不揃いをそう上手く終段の動作型式の違いで合わせられるはずもないでしょうに・・・エミッタフォロアは負荷で電圧ゲインは殆ど変わらないけど、エミッタ接地は負荷で大幅に電圧ゲインが変わるんですよね・・・（－－）
先に進む前にこのグラフで終段自体の電圧利得が分かる。ので、後のために計算しておく。４５ｄＢ－１３ｄＢ＝３２ｄＢ（＝４０倍）だ。
さて、
実のところ、確かに２段目差動アンプの上側の方がその負荷が大きいので、結果対アースで見た場合の電圧利得（ｄＢ）は上側の方が大きくなるのである。（電圧利得プローブの表示は対アースでの利得表示である。）
この点では２段目上下は確かに非対称性を有している。
また、この外面的現象をもって終段上側はエミッタフォロアである、と言うのも、定義からすれば間違いではない。
が、そこで止まってしまうと、完全対称型アンプについてはそれ以上の動作理解が困難になってしまうのだ。
それは、認識の過程で便宜のために作られた類型化（定義）は当然完全なものではないので、その限界をわきまえて次の次元に進むべきなのに、類型化（定義）に拘泥してとらわれてしまうとさらに進んだ認識が出来なくなってしまうという、この世ではどこにもよく見られる現象だ。
まあ、わざと詭弁として使うこともあるが（＾＾；
例の３接地動作区分は、簡便に動作概念を理解させるための、電圧ドライブを暗黙の了解とした、初心者用の便宜的類型化である。だから、あのエミッタフォロア（コレクタ接地）動作も電流ドライブしてしまうと、この類型化で作られたいわゆる典型的エミッタフォロア動作概念とは大分違った様相を示すものになるのである。
ここのところを単純に入出力電圧や信号の加え方取り出し方だけでエミッタフォロア動作であると説明すると、定義からそうだ、というだけで、ではここで何故終段上側の入力電圧（＝２段目上側の出力電圧）が下側より大きくなるのか？とか、それは終段上側の入力インピーダンスが高いからだとしても、では何故その入力インピーダンスが高くなるのか？ などの動作の因果律が説明（認識）できなくなってしまうのである。
で、順番に追う。
(1) 先ず、２段目差動アンプが電流出力であることが要（カナメ）だ。
(2) このため終段上下のトランジスタのベース抵抗１．６ｋΩには等しい対称な電圧が発生するのである。
実際上下の１．６ｋΩに発生する電圧を電圧差（Ｖ）プローブで観てみよう。
３００ｋＨｚ超の帯域で上下の電圧が微妙に異なりはじめ、対称性が崩れ始めるが、この１．６ｋΩの両端に生じる電圧がこの領域まで一致していること、ここが本来２段目差動アンプの電圧利得の対称性を論じるべき場所なのだ。何故ならこれが故に終段上下はいわゆるエミッタ接地動作をして、等しい電流＆電圧利得を発生することになるからである。
さて、先にみたように２段目までのｇｍは３．３３ｍＳであった。であれば１．６ｋ負荷に生じる電圧は１．６ｋ×３．３３ｍＳ＝５．３２８Ｖとなるはずではなかろうか。なのにグラフでは低域で４．５Ｖだ。
それは、終段がトランジスタであるためにその入力インピーダンスが１．６ｋΩにパラで利いているためだ。終段が真空管やＦＥＴであれば入力インピーダンスが無視できるほど高いので計算通りに５．３２８Ｖになるだろう。逆に言えばこれで終段ＴＲの入力インピーダンスを計算で求めることができることになる。３．３３×Ｘ＝４．５となるＸ＝１．３５ｋΩであるから、１．６ｋΩとパラにして１．３５ｋΩとなるのは８．７ｋΩである。従って、終段ＴＲの入力インピーダンスは低域で８．７ｋΩであるということになるのである。勿論その数値はエミッタに入っている４７Ωの抵抗による電流帰還効果も加わってのものだ。
ここで、これと上で見た電流利得（ｄＢ）のグラフ（１ＭＨｚ超までフラットに伸びていた）と電圧（位相）のグラフ（約９０ｋＨｚで４５°の位相遅れ、即ち第一ポールｆｏ≒９０ｋＨｚ）とを合わせて考えよう。
１．６ｋΩの両端電圧も９０ｋＨｚ付近で低域の－３ｄＢ（４．５／１．４１４２１３５６＝３．１８２Ｖ）になっているではないか。電流ゲインは１ＭＨｚ超まで伸びているのに、だ。
即ち１．６ｋΩ両端の電圧値のグラフは、ここに生じている時定数の結果なのである。
そうすると、１．６ｋΩと終段ＴＲの入力インピーダンス８．７ｋΩのパラレル抵抗値１．３５ｋΩがドライブインピーダンスＲ、終段ＴＲのＣｏｂがＣとなった時定数だということに違いないのだが、それが上下でこれほど一致しているということをこのグラフは示しているのである。終段下側は典型的エミッタ接地動作に違いないから、終段下側ＴＲのＣｏｂはミラー効果で１＋終段の電圧ゲイン倍（＝４０倍）になるはずだ。これに対して終段上側がエミッタフォロアであるとすると上側ＴＲのＣｏｂにはミラー効果が働かないはずだ。
だから、終段の上側がエミッタフォロア動作で下側はエミッタ接地動作であるとした場合、ゲインだけでなくポールまでこんなに一致することをいかにして説明するのだろうか。
これはやはり終段上下は外見的に違った動作をするように見えるがどちらもエミッタ接地動作をしている、と言った方がよさそうだ。ということがもうこれだけでも分かるのである。（＾＾；
(3) トランジスタの入力インピーダンスは上下とも（Hie＋Hfe＊４７Ω）等しいので、結果上下のトランジスターには等しいベース電流が流れ、これがHfe倍となって、上下のトランジスターは等しいコレクタ電流、エミッタ電流を出力する。
(4) この際、２段目差動アンプが電流出力であるために、この終段コレクタ電流もエミッタ電流も等しく素子固有の特性として出力インピーダンスが高い、要するに電流出力となるのである。２段目の出力インピーダンスが高いことが要（カナメ）なのだ。
何故なら、
①２段目差動アンプが電流出力なので、その電流の経路として１．６ｋΩの先にアンプの負荷（Ｎｏ－１６８では１ｋΩ～５１ｋΩ）が繋がり、このため２段目上側ＴＲから見た終段の入力インピーダンスが、終段の電流ブースター効果（終段の電流ゲイン）により
＝１．３５ＫΩ（終段ＴＲの入力インピーダンス）＋負荷（１ｋΩ～５１ｋΩ）×終段電流ゲイン（概算１．６ｋ／４７＝３４）×２（終段Ａ級ＰＰなので）
＝７０．７ｋΩ～３．４７ＭΩ
と高くなっても、２段目は何らおかまいなしに信号通りの電流を出力するので、終段上下のトランジスタのベース抵抗１．６ｋΩには変わらず信号通りの等しい対称な電圧が発生するから。であり、
②また、同じく２段目差動アンプが電流出力であるために、電圧ドライブであれば終段ＴＲのエミッタ電流が負荷に流れて生じる出力電圧が入力側の入力電圧を引き下げるというＮＦＢ効果、いわゆる電流帰還作用が回避されているから。
である。
通常のエミッタフォロアは電圧ドライブなので、エミッタ抵抗が入っているとこれに生じた電圧が入力電圧を減じる方向に働く。これが電流帰還というＮＦＢだ。このためエミッタ側の出力インピーダンスは下がって電圧出力になるのだ。が、このように電流帰還でＮＦＢが働くのは、信号源が電圧ドライブであるために、ベース電位が入力側の電位に規定されてしまうためにそうなるのである。
完全対称型のように電流ドライブすると、同じくエミッタ抵抗に電圧が生じても、入力電圧の方もこれに合わせて自由に逃げるように上がっていくのだ。だから電流帰還というＮＦＢが働かない。このＮＦＢが働かないので、エミッタ側もコレクタ側と同じく出力インピーダンスの高い電流出力であるという素子本来の性質になるのである。また、このＮＦＢが働かないのでエミッタ側から出力を取り出してもコレクタ側から取り出した場合と同様の電流・電圧ゲインを持つのである。
要するに、電圧ドライブは自分で電圧を決める。電流は負荷によって決まる。電流ドライブは自分で電流を決める。電圧は負荷によって決まる。という当たり前のことなのだ。
この二つの結果は外見上は同じである。が、因果関係が逆なのだ。
電圧差プローブをさらに上側１．６ｋΩとアース間、アンプ出力端子（Ｒ１１上端）とアース間にも繋いであわせて観てみよう。
上に２本重なっているのがＲ８上端－アース間電圧とＲ１１上端－アース間電圧（＝アンプ出力電圧）であり、下は実は３本が重なっていて、１ＭＨｚ付近で上になるのがＲ９の両端電圧、そして１ＭＨｚ付近で下になるのがＲ８の両端電圧と、Ｒ８上端－アース間電圧からＲ１１上端－アース間電圧（＝アンプ出力電圧）を引いた電圧の線である。１本にしか見えないがそれはこれらが完全に重なっているためである。
これをもって出力段の上段のゲインが減衰している。エミッタフォロアであるから当然である。と言ってしまうと、エミッタフォロアの減衰率は終段素子の固有のｇｍ（増幅能力）に規定されるので、何故Ｒ８上端－アース間電圧とＲ１１上端－アース間電圧（＝アンプ出力電圧）の差電圧がＲ９両端電圧とも一致することになるのかを全く説明できない。
違うのだ。同じく直感的な言い方をするのであれば、Ｒ８上端の電圧がアンプ出力電圧に従って、アンプ出力電圧＋Ｒ８両端電圧で動いている（振られている）のである。エミッタ電位がベース電位に従うが故にエミッタフォロアというのであれば、ここはベース電位がエミッタ電位に従っているので、同様の命名法で言えばベースフォロアとでも言うべき動作をしているのである。
電圧ドライブは自分で電圧を決める。電流は負荷による。電流ドライブは自分で電流を決める。電圧は負荷による。のだが、結果は外見上同じように見える。あわせて信号の入力、出力の場所、３端子の接地の仕方、の定義からするとエミッタフォロアだ。従ってこれをエミッタフォロアだ、と言ってもそもそもの定義が曖昧な故に別に間違いではない・・・。
が、少なくとも、電流ドライブによって電流帰還が掛からないエミッタフォロアである、と、ことわりを入れるぐらいの配慮が必要であろう。
終段ＳＥＰＰ
よって、終段は上下とも電流出力である。
ということになるのだが、これを確かめよう。
終段上側ＴＲと終段下側ＴＲ、さらにアンプ出力に電流利得（ｄＢ）プローブを取り付ける。またアンプ出力には電圧利得（ｄＢ）プローブも取り付けてアンプ全体の電圧ゲインも観てみる。
上から出力電圧利得（ｄＢ）、出力電流利得（ｄＢ）、一番下で２本重なっていて１ＭＨｚ付近で上にくるのが下側のＣ１８１５の方の電流利得（ｄＢ）であり、１ＭＨｚ付近で下側に来るのが上側のＣ１８１５の方の電流利得（ｄＢ）である。
電流利得（ｄＢ）の意味は先に述べたとおりだ、
上下のＣ１８１５の出力点でも実に良く一致している。対称動作をしているのだ。
低域で－２１ｄＢ（＝１／１１．３）であるから初段からここまでの相互コンダクタンスｇｍは１／１１．３＝８８．５ｍＳということになる。これは初段＋２段目のｇｍ＝３．３３が加わってのものであるから、終段自体の電流利得は８８．５／３．３３＝２６．５８倍ということになる。
実にＮｏ－１６８ＦＡの増幅能力はその殆どが終段のＴＲにより担われている、ということになる。終段ＴＲで音が変わると言われるのもむべなるかな、だ。
さて、それがアンプ出力では電流ゲイン（ｄＢ）が６ｄＢ増えて－１５ｄＢとなっている。これは終段がＡ級プッシュプル動作であるためにゲインが倍（＋６ｄＢ）になるからである。
この－１５ｄＢがこのＮｏ－１６８フラットアンプ全体の相互コンダクタンスＧＭを表している。－１５ｄＢ＝１／５．６５＝１７７ｍＳだ。
だから出力に負荷を繋いだ場合の電圧利得はＧＭ（ｍＳ）×負荷（ｋΩ）となる。１ｋΩを負荷とすれば１７７ｍＳ×１ｋΩ＝１７７倍＝４４．９５９ｄＢとなるはずだ。果たして・・・下のグラフを見れば、出力電圧利得は４５ｄＢとなっている。
その電圧利得は９０ｋＨｚ付近で－３ｄＢ減衰し、それ以上では１ＭＨｚ付近までは－６ｄＢ／ｏｃｔで減衰している。これはこれまでの解析から終段ＴＲのＣｏｂによる形成される時定数によるものであることが明らかだが、これが終段上下のＴＲの電流利得でも同じとなっている。これは終段上下のＴＲが位相的にも対称な動作をしているということを表すものだ。
１ＭＨｚ付近で上下ＴＲの電流利得（ｄＢ）には不規則な変化が生じると共に出力電圧利得（ｄＢ）も－６ｄＢ／ｏｃｔ以上の傾きで減衰速度を速めている。この理由は不明だ。これはどうも初段差動アンプを観たときから引きずっている現象のようだ。素子の高域特性の限界かも知れないし、完全対称動作自体の限界かも知れない。ＮＦＢを掛ける際は早めにループゲイン１以下に沈めた方が吉だろう。
終段を下のように上下切り離して、初段＋２段目＋終段のＰＰ動作の片側をそれぞれ観ることもできる。
初段と２段目は差動アンプでありＰＰ動作の片側ずつが対称動作をするのは当たり前。終段はそうはいくまい。上の場合は終段上下がＡ級ＰＰ動作していたので対称動作していたのだ。と、思う人もいるかも知れない。片側ずつ観れば明らかになる。
出力の電圧利得（ｄＢ）とその電圧の位相を上下それぞれに観る。
終段上下を切り離すとＤＣバランスが当然崩れる。このため上下のＡＣ動作もやや崩れるのだが、それでも十分な結果だろう。それぞれの電圧利得（約３９ｄＢ）、出力電圧の位相（ゲインが片側のために半分となったので－３ｄＢ点が１６０ｋＨｚに伸びている）とも超高域を除けば実に良く揃っている。
これは実に非凡な対称動作である。と言う以外にない、と私には思えるが（＾＾；
参考までに我がＮｏ－１６８ＦＡの２段目ＴＲバージョンモデルで同様のことをしてみる。
ＦＥＴバージョンに比べ６ｄＢ程度ゲインが大きいが、これも実に上手くいっている。（＾＾）
さて、終段上下のＴＲのＣｏｂ（ＦＥＴであればＣｒｓｓ）によって生じる時定数は何故こんなに一致するのだろうか。
実は終段上下のＴＲのＣｏｂ（ＦＥＴであればＣｒｓｓ）すなわち出力容量によって生じる時定数はこのシミュレーションをするまでは上下で異なるものと思っていた。これがＫ式完全対称型アンプの唯一の非対称性だと思っていたのである。
が、シミュレーション結果はこれが完全と言っていいほどに一致することを示している。
終段下側は典型的なエミッタ接地動作だから、教科書どおり、ミラー効果によりＣｏｂは終段の電圧ゲインをＡとしてＣｏｂ＊（１＋Ａ）に拡大され、結果ｆｃ＝１／（２πＲＣ＊（１＋Ａ））の時定数（ポール）が発生する。
計算してみよう。これまでの解析で Ｒ＝１．３５ｋΩ Ａ＝４０ が明らかになっている。Ｃ１８１５のＣｏｂは規格では２ｐＦだ。Ｃ９５９相当にするためＢ－Ｃ間に３０ｐＦを外付けしているから、Ｃ＝３２ｐＦとする。
ｆｃ＝８９．８ｋＨｚ ぴったりだ。
これに対して、終段上側は電流的に見た実像はいわゆるエミッタ接地動作だが、各部を電圧的に見た虚像はエミッタフォロア動作なので、したがって電圧で利くＣｏｂのミラー効果は発生しないはず。よって上側の時定数は１／（２πＲＣｏｂ）と、終段下側に比べずっと高い位置にあるはず、と思っていたのである。
が、これは、エミッタフォロアでは何故Ｃｏｂのミラー効果が生じないのかの理屈を考えずに、ただ結果的に生じる電圧で見るとエミッタフォロアに偽せるので、エミッタフォロアであればミラー効果が生じないから、という間違った思い込みだった。自分もあまり人のことは言えないわなぁ（＾＾；
そもそもミラー効果とは、ＴＲのＢ－Ｅ間（ＦＥＴならＧ－Ｓ間、何故ここかと言えば、どの接地動作でも、人の都合による分類にかかわらず、素子はこの２端子間の信号で動作しているのだ。）に加わる信号が増減したときに、これに伴いＢ－Ｃ間（Ｇ－Ｄ間）の電圧が、Ｂ－Ｅ間入力位相と逆位相で、かつ、入力信号増減比のＸ倍の比率で増減する場合に生じる現象である。
いわゆるエミッタフォロア動作の場合の入力はベースとアース間である。そして、ベース－アース間とＢ－Ｅ間の入力電圧増減比率はほぼ１：１である。コレクタは交流的にアースに接地されているから、信号はＢ－Ｃ間に入力されると言っても良い訳だ。したがって入力の増減比と、これに伴うＢ－Ｃ間の電圧増減比は互いに逆相ではあるが比率としては１：１にしかならない。ということはすなわち、Ｂ－Ｅ間とＢ－Ｃ間の電圧増減比も１：１にしかならないのである。
従っていわゆるフォロア動作ではミラー効果が発生しないのだ。
これがいわゆるエミッタ接地動作の場合、ＴＲのＢ－Ｅ間に入力が加わった場合、Ｂ－Ｃ間はその増減のＡ（エミッタ接地の場合の電圧増幅率）倍の比率でしかもＢ－Ｅ間とは逆位相で増減する。このためＢ－Ｃ間のＣｏｂが等価的に（１＋Ａ）倍になるのである。
では、完全対称型の終段の上側はどうだろうか。そのＢ－Ｅ間とＢ－アース間＝Ｂ－Ｃ間の増減比率が問題なのだが、なんとそれは１：Ａといわゆるエミッタ接地の場合と全く同じなのである。かつ、Ｂ－Ｃ間はＢ－Ｅ間と逆位相だ。従って、完全対称型の終段上側には下側と同様にミラー効果が発生し、そのＣｏｂは等価的に（１＋Ａ）倍になるのである。全くエミッタ接地と同様なのだ。エミッタ接地の場合はコレクタの電位がベース電位と逆相でＡ倍で振れるので（１＋Ａ）になるのに対して、完全対称型の上側の場合はベース電位が交流的にアースであるコレクタ電位に対して（１＋Ａ）倍で振れる、という点が違うと言えば違うが、結果は全く同様だ。
何故こうなるのか。それは電流帰還が掛からないからなのである。電流ドライブしたいわゆるエミッタフォロアはそのエミッタ抵抗に生じる電圧による帰還作用が働かない。結果、全くいわゆるエミッタ接地と等価なのだ。２段目が電流出力であることが実に要（カナメ）なのである。反対に２段目を電圧出力にして電流帰還が掛かるようにすれば、それはいわゆるエミッタフォロア動作となりミラー効果も発生しないことになる。が、それでは終段は対称動作にはならない。ま、だからこそ完全対称型は２段目が電流出力なのだ。
と言うわけで、この結果、完全対称型の終段は時定数も完全に対称なのである。
こうして見るといわゆるエミッタフォロア動作をその典型動作概念で示される動作にせしめているものは電流帰還である、ということが良く分かる。エミッタ側に入った抵抗に電流帰還が生じてこそいわゆるフォロア動作なのである。となると、これを無視して、電流ドライブにより電流帰還が掛からない場合についてまで、それをフォロア動作に分類することは無益だ。
もともとエミッタ（ソース）接地とエミッタ（ソース）フォロアは同一のものである。いわゆるエミッタ（ソース）フォロアというものはこれを電圧ドライブした場合の特殊例である。とするのが、前段の動作も含めて動作を類型化（定義）する場合のより正しい概念、ということになるだろう。
さて、
これで完全対称型とは、初段、２段目、終段ともに、利得、位相とも完璧に一致したＰＰ動作をするアンプであることがようやく分かった。（＾＾）
「今頃やっと分かったのかね・・・」と、天の声。 はっ ｍ（＿＿）ｍ
○ゲインコントロールアンプ
完全対称型の「完全対称」の意味も分かった。
これでこのＮｏ－１６８ＦＡモデルの位相補正についても安心して検討できる。
先ずは位相補正なしの場合。勿論終段Ｃ９５９のＣｏｂ想定のＣ１８１５Ｂ－Ｃ間３０ｐＦは時定数を作る。上で計算したとおり、出力に繋いだ負荷抵抗が１ｋΩの場合、ｆｃ≒９０ＫＨｚだ。
そこで、負荷抵抗を１ｋΩ、２ｋΩ、４ｋΩ、８ｋΩ、１６ｋΩ、３２ｋΩ、６４ｋΩと６ｄＢステップで増加させた場合の、電圧利得（ｄＢ）特性と電圧（位相）特性を観てみる。
上側にあるのが出力電圧の位相であり、上から負荷抵抗１ｋΩ、２ｋΩ、４ｋΩ、８ｋΩ、１６ｋΩ、３２ｋΩ、６４ｋΩの場合である。対応するグラフの縦軸は右側の「２」の方で位相が０°～－６００°ということである。
下側が出力電圧の利得で、こちらは上から負荷抵抗６４ｋΩ、３２ｋΩ、１６ｋΩ、８ｋΩ、４ｋΩ、２ｋΩ、１ｋΩの場合である。対応するグラフの縦軸は左側の「１」で単位はｄＢである。
予想通りの結果だ。終段ＴＲのＣｏｂ＝３２ｐＦ、ドライブインピーダンス１．３５ｋΩ、１＋Ａ（終段電圧ゲイン）のミラー効果 によりこのアンプの第１ポールが形成されている。
負荷抵抗が増えるのとほぼ比例して終段の電圧ゲインＡが増える。結果ミラー効果も比例して増えるのでポールも比例して低域に下がる。
結果負荷抵抗１ｋΩでのｆｃ≒９０ｋＨｚ、６４ｋΩではｆｃ≒３ｋＨｚである。
１ＭＨｚまでは－６ｄＢ／ｏｃｔで電圧利得が減衰しており、これが第１ポールであることは疑いがない。
１～２ＭＨｚという低い位置に第２ポールが見られること、さらにこれ以上の高域での位相回転が速いこと、が問題だ。
何故なら、このフラットアンプはゲインコンロールアンプとして負荷抵抗値がいずれの場合でも（＝クローズドゲインにかかわらず＝ボリューム設定がどこにあっても）負荷１ｋΩの場合のオープンゲイン値＝４５ｄＢという深いＮＦＢを掛けて使うからだ。
スタガー比を見てみると第２ポールを１．８ＭＨｚとしても第１ポールが９０ｋＨｚでは１８００／９０＝２０しかないのだ。これでは安全に掛けられるＮＦＢ量は２０／２＝１０倍＝２０ｄＢまででしかない。どのようにして４５ｄＢもの深いＮＦＢを掛けるのだろうか。
試しに、このままの状態でＮＦＢを掛けてみよう。下図のＲ１１を０Ω、１ｋΩ、３ｋΩ、７ｋΩ、１５ｋΩ、３１ｋΩ、６５ｋΩとした場合にクローズドゲインでの特性はどのようになるだろうか。
勿論上からＲ１１が６５ｋΩ、３１ｋΩ、１５ｋΩ、７ｋΩ、３ｋΩ、１ｋΩ、０Ωの場合で、正確に３６ｄＢ～０ｄＢまで６ｄＢステップとなっている。
このいずれの場合でも理想的にはＮＦＢ量が変わらない、というのがゲインコントロールアンプの意味だ。上の対応するオープンゲインと引き算をしてみると分かる。が、現実にはオープンゲインの方が負荷が大きいほどに負荷に比例した上昇よりも小さくなってしまうので、負荷が大きい場合のＮＦＢ量は負荷が小さい場合のＮＦＢ量より僅かに小さくなる。その原因は、電流出力といっても２段目差動アンプや終段の出力インピーダンスが無限大ではないからである。
さて、問題は予想通り２０ｄＢ以下のクローズドゲイン設定で生じる１ＭＨｚ超の高域でのピークだ。
現実の場合、これでは発振する。
では、２段目差動アンプの例の位置に位相補正Ｃを入れよう。ここは経験上も非常に強力な効果を発揮する位相補正箇所だ。
ところが・・・
どうも具合が良くない。１００ｐＦなんてとんでもない数値を入れてみても・・・
第１ポールは２段目差動アンプに入れた１００ｐＦの効果で５００Ｈｚから１１ｋＨｚ程度にグッと下がった。
が、これでもＮＦＢを掛けるとゲイン０ｄＢでは高域に大きなピークが生じる。
これでも駄目だ。
では、もともとの第１ポール、終段ＴＲのＢ－Ｃ間のＣを増やしてはどうか。
これによっても勿論第１ポールは大分低域に下がるのだが・・・
やはりピークが生じる。これでも駄目のようだ。
クローズドゲイン０ｄＢというのはやはり難しい。
もう一度良くオープンゲイン特性を見よう。
問題はオープンゲインが０ｄＢとなるポイントの位相なのだ。
これらの位相補正では、オープンゲインが０ｄＢとなるポイントでの位相余裕が改善されていない。
どれも－１５０°以上だ。
これではＮＦＢ後安定なアンプにはならない。
対策を変える必要がある。
何とかして、頑固に動かない１ＭＨｚ超付近のポールによる位相回転を遅らせられないだろうか？
それが下の初段に入れたステップ型位相補正だ。
第１ポールの低下をそれほど招かずに、１ＭＨｚ付近での位相回転を引き戻し、結果、オープンゲインが０ｄＢとなるポイントでの位相回転が１４０°に収まった。
なんと絶妙な。
これなら多分大丈夫だ。
完全対称型プリアンプ。
簡単そうに見えるフラットアンプの方が、実はイコライザーアンプよりよほど難しいのだ。
（２００３年１月２６日）
上の位相補正の検討で、２段目差動アンプの例の位置に位相補正用Ｃを入れてみた場合の結果のグラフにおける電圧利得特性と位相特性は、ちょっと尋常ではない。と思えるのだがどうだろう。
よく見て欲しい。
終段ＴＲのＣｏｂ（Ｃ１８１５本来の２ｐＦ＋ＢＣ間に入れた３０ｐＦ＝３２ｐＦ）により負荷１ｋΩの場合で終段入り口に出来るはずの約９０ｋＨｚのポールの姿がないのだ。そう、ポールが消滅してしまっているのである。
それだけではない。位相遅れ９０°の周波数域が異様に長く続いているばかりか、１００ｋＨｚ以上では位相が１０°程度元に戻っているではないか。
これはちと、いや、かなり変ですよねぇ・・・
大体、終段に９０ｋＨｚのポールがあるということであれば、スタガー比の関係からして、その前段にこれと近い低いポールなど配置できるはずがない、というのが尋常な考え方だ。
かつてのＫ式では１０ｋＨｚ～２０ｋＨｚ程度の第１ポールを２段目差動アンプのところに配置するのが通例であったが、このように終段に９０ｋＨｚのポールがある場合にそのようなことをしたら、スタガー比は１０も確保できず、ＮＦＢなど掛けられない状態になってしまうはずだ。無理にやるとすれば、第１ポールはオペアンプ並みに数十Ｈｚ台に配置しないとだめだ、と考えるのが普通だろう。だから、オリジナルＮｏ－１６８の位相補正は初段のステップ型で対処しているのだろう、ということになるわけだ。
だが、シミュレーションなので敢えてやってみたのだが、この場合は、ごく尋常な考え方からして、このグラフはまず２段目差動アンプのところに取り付けたＣによる第１ポールのところで利得グラフは－６ｄＢ／ｏｃｔで傾き、位相は－９０°へ向けて回転し、第２ポールとなる９０ｋＨｚ付近で利得カーブが－１２ｄＢ／ｏｃｔと傾きが急になるとともに、位相も－１８０°へ向けて回転が速くなるもの、と想定していたのである。
なのに、これはどうしたことなのだろう？？？
まるで、ポール消滅ミステリーではないか・・・
確かめよう。
終段のポールをずっと高域に移動させ、２段目差動アンプの例の箇所に入れるＣで約９０ｋＨｚに第１ポールを発生させてみよう。
終段のポールは外付けの３０ｐＦを取り外せば、Ｃｏｂは素子本来の２ｐＦになるので、これによる終段のポールは負荷抵抗１ｋΩで
ｆｏ＝１５９／（１．３５×０．０００００２×４１）≒１．４４ＭＨｚ となるはずである。
ところで、完全対称型の２段目の素子のＣｏｂやＣｒｓｓで時定数が発生するメカニズムであるが、これについては、ＧＯＡ型等の場合と同じように、ミラー効果でＣｏｂやＣｒｓｓが拡大され、これが２段目入り口の初段負荷抵抗（２段目がＴＲである場合はこれにＴＲの入力インピーダンスがパラになる）とで時定数を形成するもの、という点に何ら変わりはない。
２段目は電流出力ではあるが、その結果として素子のＢ－Ｃ間（Ｇ－Ｄ間）の電圧は変動しているから、もともと時定数は生じるし、これがＢ－Ｅ間（Ｇ－Ｓ間）の入力電圧と逆相でかつ振幅が入力電圧振幅のＸ倍であれば、ミラー効果でＣｏｂやＣｒｓｓが（１＋Ｘ）倍に等価的に拡大されるという点も同じなのである。
そこで、２段目に生じる時定数を計算するためには、２段目に入れるＣの両端電圧の振幅比が何倍なのかが明らかである必要があるのだが、それは、初段の電圧ゲインと２段目＋終段の電圧ゲインの倍率そのものなのである。
ただし、この場合に差動アンプの右側はこのとおり初段電圧ゲイン：２段目電圧ゲイン×終段電圧ゲイン であるが、差動アンプ左側は初段電圧ゲイン：２段目電圧ゲイン である。終段の電圧ゲイン分が２段目の右側だけに利いてくる訳で、このため右側の例の場所にＣを入れるとミラー効果が終段のゲイン分大きくなるのである。
で、以下は２段目右側に位相補正を入れることを想定したものである。
すでに解析したとおり、初段、２段目差動アンプ、終段の電流ゲイン、電圧ゲインはこうだ。
初段 ２段目 終段（ＰＰ動作で） 計
電流ゲイン １．１ｍＳ １．６７ｍＳ ５３．１６倍 １７７ｍＳ （ｇｍ表示）
電圧ゲイン １．１ｍＳ ３．３３ｍＳ １７７ｍＳ
×１．８ｋΩ ×１．３５ｋΩ × １ｋΩ × １ｋΩ
／１．９８ ／ ４．５
電圧ゲイン ≒１．９８倍 ≒２．２７倍 ≒ ３９．５倍 １７７倍
（２倍） （２．２倍） （４０倍） ＝４５ｄＢ
＊注） ここで終段の電圧ゲインは終段の負荷抵抗に比例して変動する。
計算の便宜上、電圧ゲイン 初段＝２倍、２段目＝２．２倍、終段＝４０×負荷（ｋΩ）倍としよう。
とすると、終段ＴＲのＢ－ＥとＢ－Ｃ間の電圧増減比率が４０×負荷（ｋΩ）倍で、２段目ＦＥＴのＧ－ＳとＧ－Ｄ間の電圧増減比率が８８（４０×２．２）×負荷（ｋΩ）倍ということであるから、
終段ＴＲに働くミラー効果は、 １＋４０×負荷（ｋΩ） 倍
２段目ＦＥＴに働くミラー効果は １＋８８×負荷（ｋΩ） 倍
結果
終段入り口に出来るポールは fo＝１５９／（１．３５×Ｃｏｂ×（１＋４０×負荷））
２段目入り口に出来るポールは fo＝１５９／（１．８×Ｃｒｓｓ×（１＋８８×負荷））
と計算されることになる。
負荷１ｋΩで終段ＴＲＣｏｂ＝３２ｐＦだと 終段ポールfo＝８９．８ｋＨｚは上で計算したとおりだ。
で、負荷１ｋΩで２段目差動アンプの例の箇所に１１ｐＦのＣを外付けすると、計算上２段目にfo＝９０ｋＨｚのポールができるはず、とこの計算式から求められる。ので、これを見てみよう。
結果、確かに９０ｋＨｚに第１ポールが出来ている。これは２段目に出来たポールだ。終段のポールをはじめ第２ポール以降はＭＨｚ以降にある。
比較のために、２段目のＣを取り去り、終段に３０ｐＦを外付けして終段で９０ｋＨｚの第１ポールを作った場合も見ておこう。
これでも勿論約９０ｋＨｚの第１ポールを作れるわけだ。勿論２段目で作った場合とは微妙な違いはある。それは当然だ。
さあ、では終段で出来るポールはこのままにして、２段目差動アンプの例の位置に１１ｐＦを外付けし、２段目のポールもわざとfo≒９０ｋＨｚのポイントにぶつけてみようではないか。
fo＝９０ｋＨｚから利得は－１２ｄＢ／ｏｃｔの傾斜で減衰し、位相も－１８０°へ向けて急激に回転してしまうはずだ。
という予想は全く外れ、約５０ｋＨｚの第１ポールがひとつできた。（？？）
利得の下降直線が１ＭＨｚ超まで－６ｄＢ／ｏｃｔであるし、位相の回転具合からしても１ＭＨｚ付近までは１つのポールである、としか読めない結果だ。
なんと９０ｋＨｚ付近の２つのポールが消滅して５０ｋＨｚ付近に新たに１つのポールが作られた・・・？ そんなバカな！ が、これが事実なのである。
いかがだろうか。
これが、実はポールが２個なのに１個にしか見えないという、連星効果の一例なのである。
完全対称動作、というより、終段がいわゆるエミッタ接地動作で電圧ゲインを持っていることによって、２段目のポールと終段のポールに“連星効果”が生じるのだ。
連星効果
・実はポールが２個なのに時に１個にしか見えない。
・だが、１個ではとてもありえないの様相を示す。
・よくよく観察すると実は２個がそれぞれ影響しあってそんな不思議な様相を示していることが分かる。
という訳なのだ。
問題は、何故、連星効果が生じるのか？
なのだが、その答えは先の式
終段入り口に出来るポールは fo＝１５９／（１．３５×Ｃｏｂ×（１＋４０×負荷））
２段目入り口に出来るポールは fo＝１５９／（１．８×Ｃｒｓｓ×（１＋８８×負荷））
に隠されている。
問題は終段の電圧利得なのである。それは負荷１ｋΩの時に４０倍だ。これと２段目の電圧利得が加算されて２段目のポールを計算する数値は８８倍になる。
が、この４０倍の利得は終段の低域での利得であり、周波数が高くなると共に終段に出来るポールにより低下していく。これは当然の結果であって終段のポール自体の姿には何の特別な影響を与えるものではない。
が、２段目のポールの形成には大きな影響を与えるのである。終段の利得が自らのポールで低下してしまうと、上の式で負荷１ｋΩの場合の「８８」の数字が当然減っていくのである。これは２段目に生じるミラー効果を減少させるということだ。
完全対称型の場合、２段目に出来るポールは勿論終段のゲインの関数なのであるが、終段のゲインは終段自体のポールによって周波数の関数である。このため、２段目に出来るポールは自らのＣによる周波数の関数であるだけではなく、終段のポールによる周波数の関数でもある、ということなのである。そして、２段目のポールに働く終段ポールによる周波数の関数は自らのＣによる周波数関数と効果が逆なのだ。すなわち互いに打ち消し合うベクトルなのである。
だから、上のように二つのポールをぶつけると、１つのポールが消滅してしまったような結果になるのである。
完全対称型は、この連星効果（≒ポールの打ち消し効果）のために２段目のポールと終段のポールはごく近くにあっても、あるいは重なっていても何ら問題がないのである。逆にこの効果を上手く活用することによって位相補正に素晴らしい効果を生み出すことも可能かも知れないほどだ。
分かってしまえば当たり前のことなのだろう。
常識だけでなく既知の概念からなかなか抜け出せないのが凡人の凡人たるところである＞（＾＾；
これを知って、Ｎｏ－１３９をあらためて見てみるのであった・・・。
２段目差動アンプと終段ドライバーにＣｏｂの大きなＴＲを起用していても、連星効果でスタガー比が取れないという問題もなく（実はこれが不思議だったのだ）、実質的に１ポールのようにＮＦＢ安定性の良いアンプになっていたわけだ。
“連星効果”のいくつかの姿を見る。
終段ポールを固定したまま、２段目のポールをその後ろから前に移動させる。
２段目の例の位置に入れるＣを0pＦ,1pＦ,2pＦ,4pＦ,8pＦ,16pＦ,32pＦ,64pＦ,128pＦ,256pＦと変えていくパラメトリック解析
位相曲線が羽のような姿を描く。２段目のポールが前方に移行するほどに位相の戻り効果が顕著になっている。
終段のポールを１桁高域に上げて同様に遊んでみる。
効果は同じだが、より雄大な姿になった。
今度は２段目のポールを９０ＫＨｚ付近に固定して、終段のポールを後ろから前まで移動させる。
図のＣ２＝１ｐＦ、２ｐＦ、４ｐＦ、８ｐＦ、１６ｐＦ、３２ｐＦ、６４ｐＦ、１２８ｐＦと変化させたパラメトリック解析
終段のポールの移動は初段のポールの移動ももたらし、まるで利得特性は１ポールで、位相特性は２ポールが連動して動いている、といった感じの変化を示す。とても２つのポールが近づいて交わって、というイメージではない。
連星効果なのだ。
不可思議な世界なのだが、考えてみれば当然なのだろう。
（２００３年１月２９日）
連星効果の原因をさらに探ってみる。
２段目のＧ－Ｄ間のＣで位相補償すると、Ｃによる帰還作用で２段目カスコード出力が電流出力状態から電圧出力状態へと移行するのではなかろうか。そうすると終段上側はエミッタ接地動作からエミッタフォロア動作に移行してしまうはずだ。エミッタフォロア動作であれば終段にはミラー効果が生じない。だから終段のミラー効果は消滅する。
これが連星効果の実体なのではないだろうか。
確かめよう。
事実を確実に観測するために、２段目は相互作用が生じないよう差動アンプを止めて独立のソース接地動作にする。
終段上側だけに位相補正用のＣ１００ｐＦを挿入する。
さらに終段も上下を分離し相互作用を排除する。
この状態でＩＶ変換抵抗であるＲ８とＲ９の両端電圧、及び、上側の負荷Ｒ１５と下側の負荷Ｒ１６の両端電圧を観測する。
終段下側は２段目の出力が電流出力であろうが電圧出力であろうがエミッタ接地動作をするが、終段上側は２段目出力が電圧出力になってしまうと確かにエミッタ接地動作からエミッタフォロア動作になってしまうはずだ。そうすると終段上側と終段下側のゲインは当然異なることになるから、Ｒ１５とＲ１６に出力される電圧にも大きな差が生じるだろう。その辺をこれで確かめてみようという訳だ。
結果が下のグラフ。
凡例にあるとおりなのだが、１ＭＨｚ付近まで帯域が水平に伸びている２本の線のうち、上がＲ９の両端電圧、下がＲ１６の両端電圧の周波数特性であり、１０ＫＨｚ付近から既に下降している線が実は２本ぴったりと重なっていて、１５ＭＨｚ付近で分かれて上に伸びていっているのがＲ８の両端電圧、他方がＲ１５の両端電圧の周波数特性である。
ただし、Ｒ８とＲ９の縦軸は１のｍＶのスケールであり、Ｒ１５とＲ１６の縦軸は２のＶのスケールである。
Ｒ８とＲ９の両端電圧は低域で３４７ｍＶと対称であるが、２段目右側には初段の１．８ＫΩとＣ３＝１００ｐＦによる約４５ＫＨｚの時定数が生じているために１０ＫＨｚ弱から電圧が低下していることが分かる。
問題はＲ１５とＲ１６に生じる電圧だが・・・。もし、終段上側がいわゆるエミッタフォロア動作になってしまえば電圧増幅能力は失われるから、エミッタ接地動作をする終段下側と同程度の出力電圧にはならないはずだ。
が、
このグラフのとおり、終段下側のＲ１６の両端電圧が低域６．７ＶでＲ９両端電圧の周波数特性と相似であるのと同様に、終段上側のＲ１５の両端電圧も低域６．９４ＶでＲ８両端電圧と１０ＭＨｚ超の領域まで相似形を保った周波数特性となっている。
要するにこの結果は、２段目に位相補正用のＣを入れても終段上側はなお電圧ゲインを有するエミッタ接地動作をしているということを表しているのである。
この結果からは、位相補正Ｃの挿入により２段目が電圧出力（＝低出力インピーダンス）となり、結果終段がエミッタフォロア動作になるために終段のＣｏｂにより形成される時定数が消滅することが連星効果の内容である、ということにはならないようだ。
終段ＴＲのＢ－Ｃ間に１００ｐＦを挿入してわざと終段入り口にも約５０ＫＨｚの時定数が生じるようにする。
１００ｐＦの挿入により約５０ＫＨｚに時定数が生じているのが右側の２本の線で、これが下側である。
終段上側は下の左側の線で２本が重なっていて１本にしか見えない。が、縦軸のスケールは上の場合と同様に別々である。
上側の時定数は下側の時定数よりやや低い位置になる。のはこれも連星効果によるものである。
しかも利得の減衰度は上側も下側と同様－６ｄＢ／ｏｃｔのままである。
終段もこの状況で電圧利得を有していることは明らかであり（Ａ＝６．９４Ｖ／３４７ｍＶ＝２０倍＝２６ｄＢ）、であれば計算上も１５９／（１．６（ＫΩ）×０．０００１（ｕＦ）×２１）≒４７ＫＨｚの時定数が消滅することなく生じているはずである。
が、２段目に生じている時定数と相関して約２５ＫＨｚの時定数が１個だけ生じているような様相を示しているのだ。
やはり、２段目Ｇ－Ｄ間に挿入したＣによる帰還作用で２段目の出力インピーダンスが下がり、結果終段がエミッタフォロア動作になるために、終段のＣｏｂにより形成される時定数が消滅する、これが連星効果の内容である、ということではないようだ。
２段目をエミッタ接地動作にちょっと変えただけのようだが、それでは２段目に強力な電流帰還が掛かって利得も周波数特性も大幅に変わるだろうに。上の結果はそのせいじゃないか・・・（－－）
と、思われる方もいらっしゃるかもしれない。ので、２段目を差動アンプに戻して同様に試してみる。
確かにこれで２段目の電圧ゲインは上の１０倍強になる。
よって２段目Ｇ－Ｄ間に入れるＣは１０ｐＦにする。
結果は・・・、同じである。
それよりも、これで２段目差動アンプの能力とその限界が分かる。
２段目Ｇ－Ｄ間の位相補正Ｃは右側（＝終段上側）にしか入れていないのだが、これによって生じた時定数の効果は２段目左側＝終段下側も規定している。これが上の２段目を分離した場合との違いであり、これが差動アンプとしてＰＰ動作している証左なのだ。
が、それらは完全には一致していない。この点は２段目差動アンプの能力の限界だ。これは２段目左側にも適切なＣを挿入することにより改善可能かもしれない。
終段ＴＲのＢ－Ｃ間にもＣを挿入し時定数を発生させてみる。
１００ＫＨｚ程度だから５０ｐＦで良いだろう。
結果は、やはり２段目分離のエミッタ接地の場合と同じだ。
この場合は終段入り口に発生させた時定数がメインポールになったようで、この方がかえって上下のバランスが良いことが分かる。使える結果だ。
（２００３年３月１日）
